دستگاه الکتروفورز

الکتروفورز از شناخته شده ترین روش های آزمایشگاهی برای جداسازی بیومولکول ها است. این روش در سال ۱۸۰۷ توسط Reuss کشف شد. او مشاهده کرد که ذرات خاک رس تحت تاثیر میدان الکتریکی در آب پراکنده می شوند. به طور کلی الکتروفورز حرکت ذرات پراکنده در داخل مایعی تحت تاثیر یک میدان الکتریکی یکنواخت است. همین حرکت در فضایی با میدان الکتریکی غیر یکنواخت دی الکتروفورز نامیده می شود. الکتروفورز بدین دلیل اتفاق می افتد که ذرات معلق در مایع معمولا دارای بار الکتریکی سطحی هستند و میدان الکتریکی نیروی کولونی الکترواستاتیک به این ذرات باردار اعمال می کند. اخیرا شبیه سازی های دینامیک مولکولی، نظریه ای بیان داشته اند مبنی بر اینکه برای انجام الکتروفورز حتما نباید ذرات بار سطحی داشته باشند و حتی ذرات خنثی نیز به علت ساختار مولکولی خاصی که آب به عنوان مایع واسط دارد، می توانند الکتروفورز شوند. نیروی کولونی الکترواستاتیک اعمال شده به بار سطحی، با نیروهای مخالف الکترواستاتیک کاهش پیدا می کند. بر طبق تئوری لایه مضاعف، تمام سطوح بار دار در مایعات با لایه ای از بار مخالف پوشانده می شوند که از نظر مقداری کاملا برابر با بار سطحی است اما با علامت مخالف آن. میدان الکتریکی همانند بار سطحی به این لایه نیرو وارد می کند. مجموع این نیروها برابر است با اولین نیروی نامبرده، اما در جهت مخالف آن. در حقیقت این نیرو به یون های موجود در لایه ثانویه اعمال می شود. این یون ها در فاصله ای از سطح ذره قرار می گیرند و بخشی از این نیروی الکترواستاتیک را از طریق تنش برش سیال به سطح ذره منتقل می کنند این بخش از نیرو که به بدنه ذره وارد می شود، نیروی منفی الکتروفورتیک نامیده می شود. یک نیروی الکتریکی دیگر نیز وجود دارد که مرتبط با انحراف لایه ثانویه است و مربوط به تقارن کروی و رسانایی سطح است و به سبب زیادی یون ها در لایه ثانویه به وجود می آید. این نیرو نیروی تخفیف الکتروفورتیک نامیده می شود. تمام این نیروها با اصطکاک هیدرودینامیک، به تعادل می رسند و باعث حرکت ذرات در سیال می شود. سرعت این حرکت v، متناسب با شدت میدان الکتریکی E است (البته در صورتی که این میدان خیلی قوی نباشد.) ضریب این تناسب تحرک پذیری الکتروفورتیک است که رابطه بین شدت میدان الکتریکی و سرعت ذره را مشخص می نماید: ماکرومولکول هایی مانند اسید نوکلئیک، DNA و پروتئین ها نیز باردار هستند و می توان با قرار دادن آن ها در یک میدان الکتریکی، بر مبنای خاصیت الکتروفورز آن ها را تفکیک کرد. سرعت حرکت مولکول ها در این شرایط نه تنها تحت تاثیر بار الکتریکی و شدت میدان الکتریکی است، بلکه عواملی نظیر اندازه، وزن مولکولی و شکل فضایی مولکول نیز در این امر دخیل هستند. همچنین اثرات محیطی نظیر نوع و نحوه استفاده از بافرها و حرارت ایجاد شده در حین کار نیز از عوامل موثر بر جداسازی مولکول های نمونه هستند. معمولا الکتروفورز برای تفکیک مولکول های بزرگی چون پروتئین ها و اسیدهای نوکلئیک به کار برده می شود، اما در مواردی نیز برای جداسازی مولکول های باردار کوچک تر نظیر قندها، اسیدهای آمینه، پپتیدها و حتی یون های ساده مورد استفاده قرار می گیرد. در طی قرن ۲۰ میلادی چندین تئوری برای محاسبه این پارامتر به وجود آمده اند. که مهم ترین آن ها نظریه Smoluchowski در سال ۱۹۰۳ میلادی بود. Arne Tiselius در سال ۱۹۴۸ به خاطر زحماتی که برای الکتروفورز و آنالیز جذبی کشید برنده جایزه نوبل شد و از این رو او را پدر الکتروفورز نامیدند. اولین الکتروفورز نیز الکتروفورز بدون مرز تیسلیوس نام داشت که به وسیله آن محلول های پروتئینی غلیظ را در یک تیوب U شکل بزرگ که به وسیله بافر پوشانده شده بود، مورد آزمایش قرار می دادند. این روش الکتروفورز بسیار مشکل بود، به همین دلیل در سال ۱۹۵۰ تغییراتی در عملکرد آن اعمال شد. ابتدا از فیلترهای کاغذی و استات سلولز استفاده می شد، اما به دلیل ظرفیت محدود و رزولوشن پایین این مواد، جای خود را به ژل دادند. ژل های استفاده شده در آن زمان به علت بزرگ بودن خلل و فرج ها قادر نبودند پروتئین ها را به تفکیک سایز جداسازی کنند، از این رو به تدریج به ژل هایی چون آگاروز دست یافتند. امروزه الکتروفورز ژلی از بخش های جدا ناپذیر هر تحقیق و فعالیت های آزمایشگاهی به منظور جداسازی ماکرومولکول هااست. محدوده وسیعی از فعالیت های آزمایشگاهی تحقیقاتی و کلینیکی مانند تسلسل ژن ها، جداسازی کروموزوم ها، جداسازی و تعیین خصوصیات پروتئین ها توسط این روش انجام می گیرد. علاوه بر این، استفاده از الکتروفورز از مرز آزمایشگاه ها فراتر رفته و به عنوان شاهدی برای وکلا، قضات و هیات منصفه در امور قضایی محسوب می شود. تشخیص هویت DNA به خصوص در موارد تعویض نوزاد در بیمارستان ها و تعیین والدین فرد کاربرد بسیاری در علوم ژنتیک پیدا کرده است. در حال حاضر آگاروز و پلی کریل آمید متداول ترین و پر کاربردترین ماده به عنوان واسط در الکتروفورز ژلی محسوب می شوند. در اغلب دستگاه های الکتروفورز، ژل مابین دو محفظه بافری قرار می گیرد به طوری که ژل تنها واسطه در عبور جریان الکتریسیته بین این دو محفظه باشد. هر دو شبکه خلل و فرج داری تولید می کنند که میکرومولکول هایی بارداری را که در پاسخ به میدان الکتریکی جابه جا می شوند در خود جای می دهند. به عنوان مثال زمانی که جریان اعمال می شود، DNA های با بار منفی به سمت الکترودهای باردار مثبت حرکت می کنند. خلل و فرج های موجود در شبکه ژلی انتقال مولکول های بزرگ را محدود می کنند و این در حالی است که مولکول های کوچک تر با آزادی بیشتری منتقل می شوند و در فاصله دورتری از الکترودها قرار می گیرند. این غربال مولکولی مولکول ها را بر مبنای سایزشان جدا می کند. همچنین می توان مولکول ها را بر مبنای بار اولیه ای که داشتند جداسازی کرد. مولکول هایی که بار بیشتری دارند تحرک الکتروفورزی بیشتری از خود نشان می دهند و سریع تر منتقل می شوند بدین ترتیب درون ژل با اولویت باری که داشتند قرار می گیرند. جداسازی بر مبنای بار به ژلی نیاز دارد که مانند آگاروز دارای خلل و فرج های بزرگ تری باشند. آگاروز برای جداسازی اسید نوکلئیک ها و پروتئین های خیلی بزرگ یا ترکیب ها استفاده می شود. آگاروز یک پلی ساکارید طبیعی است که از نوع خاصی جلبک دریایی قرمز به دست می آید. زمانی که گرما داده شده و سپس سرد می شود به صورت جامد متخلخلی با خلل و فرج های نسبتا بزرگ تبدیل می شود. الکتروفورز ژل آگاروز (AGE) را می توان برای جداسازی مولکول ها بر مبنای بار یا وزن مولکولی شان استفاده کرد. یکی از مهم ترین کاربردهای AGE جداسازی بخش های حاصل از برش DNA با آنزیم های محدودکننده است. در طی انجام الکتروفورز ثابت نگاه داشتن حرارت اهمیت بسیاری دارد چرا که به حفظ تکرار پذیری آزمایش کمک می کند. به عنوان مثال پلیمریزه شدن آکریل آمید یک واکنش گرمازا است و گرمای حاصله به خصوص در مورد ژل های غلیظ تر، ممکن است باعث بروز بی نظمی در اندازه ی منافذ ژل شود. انتقال گرما معمولا مشکلی در ژل هایی با غلظت کمتر از %۱۵ T ایجاد نمی کند. البته ممکن است بالا رفتن دما مشکلات دیگری چون شکستن شیشه های الکتروفورز و آسیب به دستگاه را منجر شود. پروتئین ها به علت خصوصیت آمفوتری خود تحت تاثیر pH محیط بارالکتریکی خاص خود را نشان می دهند. بدین علت در جداسازی توسط الکتروفورز باید pH محلول های مورد استفاده ثابت باقی بماند. از آنجا که الکترولیز آب در آند یون ای "H+" و در کاتود یون های "OH " ایجاد می کند، برای ثابت نگاه داشتن pH محلول های مورد استفاده، باید آن ها را بافر کرد. نوع دیگری از الکتروفورز، الکتروفورز مویین (CE) است. این تکنیک که عمده ترین کاربرد آن در شیمی دارویی و درمانی است، برای جداسازی مولکول های درشت و ریز در مجاری بسیار نازک (با قطر داخلی ۲۰۰ ۲۰میکرومتر) استفاده می شود. در این روش، جداسازی با ولتاژ بالا kV) ۳۰ ۱۰) امکان پذیر می شود. از محاسن CE می توان به سرعت دستیابی به نتیجه در آنالیز یون ها اشاره کرد. به طور کلی CE بیشتر زمانی مطرح می شود که با آنالیت های باردار با پلاریته و قطبیت زیاد سر و کار داریم. این تکنولوژی در علوم بایوتکنولوژی جایگاه ویژه ای پیدا کرده و در آنالیز ماکرومولکول هایی چون پروتئین ها و کربوهیدرات ها جایگزین خوبی برای الکتروفورز سنتی به شمار می رود. همچنین تکنولوژی CE برای سرعت بخشی به رشد علم ژنتیک به خدمت گرفته شده است. استفاده از الکتروفورز موئین در علوم تحلیلی به خصوص در زمینه دارویی و زهر شناسی رشد بسیاری داشته است. الکتروفورز موئین در بر گیرنده چندین تکنیک است که عملکرد و مشخصه های متفاوتی با هم دارند. این تکنیک ها که به مودهای الکتروفورز موئین معروف هستند عبارتند از: الکتروفورز ناحیه ای موئین (CZE) ، تمرکز ایزوالکتریک (IEF)، الکتروفورز موئین ژلی، ایزوتاکوفورز (ITP) و کروماتوگرافی الکتروسینتیک موئین. نوع دیگری از الکتروفورز که قدیمی ترین نوع این تکنیک محسوب می شود، الکتروفورز سطحی نام دارد. در این روش از یک لایه کاغذی متخلخلی با طول ۱۰ ۲۰ سانتیمتر، ترموپلاستیکی متشکل از سلولز و اسید استیک و ژل پلیمر استفاده می شود. تشخیص هویت DNA به وسیله الکتروفورز، اندازه گیری هر رشته و شمارش تعداد بخش ها و برش های تکرار شده در آن است. دانشمندان برای این کار از روش الکتروفورز ژلی استفاده می کنند. بدین ترتیب که با جریان الکتریکی رشته های DNA را از میان ژل عبور می دهند. چون هر بیت از DNA دارای بار منفی است و در معرض نیروی الکتریکی با بار برابر قرار می گیرد و آن را به سمت وجهی از ژل که بار مثبت دارد، پیش می برد. ذرات کوچک تر سریع تر حرکت می کنند. وقتی جریان برداشته می شود، از ژل تصویری گرفته می شود تا مشخص شود هر بیت چه قدر جابه جا شده است. با مقایسه باندهای ایجاد شده با نمونه های استاندارد که سایزهای شناخته شده ای دارند، طول هر بخش از DNA به دقت اندازه گیری می شود.

ادرس سایت های ما

WWW.OHARA.IRWWW.DISCOVERENGINEERING.IRWWW.AJAX.DISCOVERENGINEERING.IRWWW.BLOG.DISCOVERENGINEERING.IRWWW.SHGHASEMI.IR

روباتیک

دانش و فناوری وابسته به ابزارهای مکانیکی کنترل شونده به‌وسیله رایانه است. برای نمونه ماشین‌های خودکار روباتیک عموما در خطوط مونتاژ خودروها مشاهده می‌‌گردند. برخلاف تصور افسانه‌ای عمومی از روباتها به عنوان ماشینهای سیار انسان نما که تقریباً قابلیت انجام هر کاری را دارند، بیشتر دستگاههای روباتیک در مکانهای ثابتی در کارخانه‌ها بسته شده‌اند و در فرایند ساخت با کمک کامپیوتر، اعمال قابلیت انعطاف، ولی محدودی را انجام می‌‌دهند چنین دستگاهی حداقل شامل یک کامپیوتر برای نظارت بر اعمال و عملکردهای و اسباب انجام دهنده عمل مورد نظر، می‌‌باشد. علاوه براین، ممکن است حسگرها و تجهیزات جانبی یا ابزاری را که فرمان داشته باشد بعضی از روباتها، ماشینهای مکانیکی نسبتاً ساده‌ای هستند که کارهای اختصاصی مانند جوشکاری و یا رنگ افشانی را انجام می‌‌دهند. که سایر سیستم‌های پیچیده تر که بطور هم‌زمان چند کار انجام می‌‌دهند، از دستگاههای حسی، برای جمع آوری اطلاعات مورد نیاز برای کنترل کارشان نیاز دارند. حسگرهای یک ربات ممکن است بازخورد حسی ارائه دهند، طوریکه بتوانند اجسام را برداشته و بدون آسیب زدن، در جای مناسب قرار دهند. ربات دیگری ممکن است دارای نوعی دید باشد.، که عیوب کالاهای ساخته شده را تشخیص دهد. بعضی از روباتهای مورد استفاده در ساخت مدارهای الکترونیکی، پس از مکان یابی دیداری علامتهای تثبیت مکان بر روی برد، می‌‌توانند اجزا بسیار کوچک را در جای مناسب قرار دهند. ساده‌ترین شکل روباتهای سیار، برای رساندن نامه در ساختمانهای اداری یا جمع آوری و رساندن قطعات در ساخت، دنبال کردن مسیر یک کابل قرار گرفته در زیر خاک یا یک مسیر رنگ شده که هرگاه حسگرهایشان در مسیر، یا فردی را پیدا کنند متوقف می‌‌شوند. روباتهای بسیار پیچیده تر در محیط‌های نامعین تر مانند معادن استفاده می‌شود. روباتها همانند کامپیوترها قابلیت برنامه ریزی دارند.بسته به نوع برنامه‌ای که شما به آنها می‌‌دهید.کارها و حرکات مختلفی را انجام می‌‌دهند. رشته دانشگاهی نیز تحت عنوان روباتیک وجود دارد.که به مسایلی از قبیل حسگرها، مدارات، بازخوردها، پردازش اطلاعات و بسط و توسعه روباتها می‌‌پردازد.روباتها انواع مختلفی دارند از قبیل روباتهای شمشیر باز، دنبال کننده خط،کشتی گیر، فوتبالیست،و روباتهای خیلی ریز تحت عنوان ریز-روباتها، روباتهای پرنده و غیره نیز وجود دارند. روباتها برای انجام کارهای سخت و دشواری که بعضی مواقع انسان‌ها از انجام آنها عاجز یا انجام آنها برای انسان خطرناک هستند.مثل روباتهای که در نیروگاه‌های هسته‌ای وجود دارند استفاده می‌‌شوند. کاری که روباتها انجام می‌دهند.، توسط ریزپردازشگرها و ریزکنترل‌گرها کنترل می‌شود.با تسلط در برنامه نویسی این دو می‌‌توانید دقیقا همان کاری را که انتظار دارید روبات انجام دهد. روباتهایی انسان‌نما نیز ساخته شده اند. آنها قادرند اعمالی شبیه انسان را انجام دهند. حتی بعضی از آنها همانند انسان دارای احساسات نیز هستند. بعضی از آنها شکلهای خیلی ساده‌ای دارند.آنها دارای چرخ یا بازویی هستند که توسط ریزپردازشگرها و ریزکنترل‌گرها کنترل می‌‌شوند. در واقع ریزکنترل‌گر و ریز پردازنده به مانند مغز انسان در روبات کار می‌‌کند.برخی از روباتها مانند انسان‌ها و جانوران خون گرم در برخورد و رویارویی با حوادث و مثایل مختلف به صورت هوشمند از خود واکنش نشان می‌‌دهند.یک نمونه از این روباتها روبات مامور است. برخی روباتها نیز یکسری کارها را به صورت تکراری با سرعت و دقت بالا انجام می‌‌دهند مثل روبات‌هایی که در کارخانه‌های خودرو سازی استفاده می‌‌شوند.این گونه روبات کارهایی از قبیل جوش دادن بدنه ماشین، رنگ کردن ماشین را با دقتی بالاتر از انسان بدون خستگی و وقفه انجام می‌‌دهند. ویژگیهای یک روبات یک روبات دارای سه مشخصه زیر است •           دارای حرکت و پویایی است •           قابلیت برنامه ریزی جهت انجام کارهای مختلف را دارد •           بعد از اینکه برنامه ریزی شد. قابلیت انجام وظایفش را به صورت خودکار دارد. ممکن است روزی فرا برسد که روباتها جای انسان‌ها را در انجام کارها بگیرند.حتی بعضی از آنها ممکن است به صورت محافظ شخصی از جان انسان‌هادر مقابل خطرات احتمالی حفاظت کنند. اندام‌شناسی روبات‌های انسان‌نما در سال 1950 دانشمندان تصمیم گرفتند طرح کلی از روباتهای دو پا را درست کنند که از لحاظ فیزیکی شبیه انسان باشند. این گونه روباتها متشکل از دو بازو دو پا هستند که دستها و پاها به صورت متقارن و شبیه بدن انسان در سمت راست و چپ ربات قرار گرفته اند.برای انجام چنین کاری آنها می‌‌بایست در ابتدا آناتومی بدن خود را می‌‌شناختند.آنها معتقد بودن که انسان‌ها طی میلیونها سال تکامل یافته اند تا اینکه امروزه قادرند انواع مختلفی از کارها را انجام دهند. اگر از مردم راجع به روباتهای شبیه انسان سوال کنید آنها در اولین وهله به یاد فیلم پلیس آهنی می‌‌افتند.     حرکت در روبات هنگامیکه شما راجع به مطلبی فکر می‌‌کنید و برای آن دنبال پاسخ می‌‌گردید.می‌توانید جواب خود را در طبیعت بگیرید.به حیواناتی که اطراف ما هستند. و مانند ما می‌‌توانند در چهار جهت حرکت کنند.دقت کنید.به طور مثال به حرکت فیل توجه کنید.مفاصلی که در پاها وجود دارند.سبب حرکت پاها به سمت عقب،جلو، چپ و راست می‌‌شوند هنگامکه این حیوان حرکت می‌‌کند وزن خود را بر روی پا هایش تقسیم می‌کند.بنابراین این امکان را دارد که تعادلش را حفظ کند و بر روی زمین نیافتد.در روباتها نیز همین مسئله وجود دارد اگر یکی از پاهای آن در هوا قرار بگیرد روبات متوقف می‌شود.واین امکان وجود دارد بر روی زمین بیافتد.به حرکت مورجه‌ها دقت کنید.این موجود 6 پا دارد. در هنگام حرکت به سمت جلو سه پایش را به سمت جلو وسه پای دیگرش را در همان موقعیت به سمت عقب فشار می‌دهد .دو پا از یک طرف و یک پا از طرف دیگرهمواره کار مشترکی را انجام می‌‌دهند. واین کار سبب حرکت مورچه به سمت جلو می‌شود. حشرات بدلیل داشتن پاهای بیشتر وفرم پاها راحتر از حیوانات چهار پا می‌‌توانند تعادل خود را در حرکت حفظ کنند.بهمین دلیل رباتهای شبیه حشرات بیشتر از روباتهایی شبیه سگ و گربه ساخته شده اند.

مولتی متر

مولتی متر ( Multimeter ) یک وسیله اندازه گیری است که توانایی اندازه گیری کمیت های الکتریکی ولتاژ ، جریان و مقدار اهمی مقاومت را داراست . بعضی از مولتی مترها می توانند فرکانس سیگنال متناوب و ظرفیت خازن را نیز اندازه بگیرند و همچنین به وسیله آنها می توان پایه های دیودها و ترانزیستورها را تشخیص داده و به سالم و یا معیوب بودن آنها پی برد . همچنین به وسیله مولتی متر می توان اتصال های مدار را تست کرد . به مولتی متر ، آوومتر ( AVOmeter ) نیز می گویند که AVO از حروف اول کلمات Volt ، Amper و Ohm گرفته شده است زیرا آوومترها ( مولتی مترها ) این سه کمیت را می توانند اندازه بگیرند . برای اندازه گیری مقدار اهمی مقاومت توسط مولتی متر ، باید پس از انتخاب رنج مربوط به مقاومت ، سیم های مولتی متر را به دو سر مقاومت وصل کرد و مقدار اندازه گیری شده توسط مولتی متر را قرائت کرد . البته اگر مقاومت مورد نظر در مدار قرار دارد باید دقت نمود که این مقاومت با المان های دیگری موازی نباشد چون در این صورت مقدار مقاومت به طور صحیح بدست نمی آید . برای اندازه گیری جریان AC یا DC گذرنده از یک المان در مدار ، باید پس از انتخاب رنج مربوط به جریان AC یا DC ، مولتی متر را به صورت سری با آن المان در مدار قرار داد تا تمامی جریان گذرنده از آن المان از مولتی متر نیز بگذرد و سپس مقدار جریان اندازه گیری شده را قرائت کرد . در این حالت مولتی متر مقاومت بسیار کمی داشته و بر روی کمیت های مدار تأثیری نمی گذارد . اما برای اندازه گیری ولتاژ AC یا DC دو سر یک المان ، باید پس از انتخاب رنج مربوط به ولتاژ AC یا DC ، مولتی متر را به دو سر آن المان وصل کرد یعنی در این حالت مولتی متر با آن المان موازی می شود . سپس مقدار ولتاژ اندازه گیری شده را قرائت کرد . در این حالت مولتی متر مقاومت زیادی داشته و جریان بسیار کمی از آن عبور می کند و لذا بر روی کمیت های مدار تأثیری نمی گذارد . مولتی مترها به دو دسته کلی مولتی مترهای دیجیتال و آنالوگ تقسیم می شوند که در ادامه به بررسی آنها می پردازیم . مولتی متر دیجیتال : مولتی متر دیجیتال کمیت های اندازه گیری شده را به صورت رقم و یا ارقامی بر روی صفحه نمایش نشان می دهد و معمولاً واحد کمیت اندازه گیری شده را نیز به طریق مناسبی نمایش می دهد . در شکل (1) یک نمونه مولتی متر دیجیتالی معمولی قابل حمل و در شکل (2) یک نمونه مولتی متر دیجیتالی قابل نصب در میز کار نمایش داده شده است . شکل (1)   شکل (2) امروزه مولتی مترهای دیجیتال نسبت به نوع آنالوگ بیشتر مورد استفاده قرار می گبرند زیرا دارای طول عمر بیشتر ، دقت بالاتر و ارزانتر از نوع آنالوگ می باشند و همچنین بسیاری از آنها قابلیت اتصال به کامپیوتر را نیز دارند و لذا می توان با متصل کردن آنها به کامپیوتر و انتقال کمیت های اندازه گیری شده به کامپیوتر ، از این کمیت ها در برنامه های نوشته شده استفاده کرد و به این طریق دستگاه هایی را کنترل کرد . بر روی مولتی مترهای دیجیتالی یک صفحه نمایش جهت نمایش مقادیر اندازه گیری شده وجود دارد که در قسمت بالای مولتی متر تعبیه شده است . تقریباً در وسط مولتی متر یک سلکتور قرار دارد که دارای ضرایب و رنج های متعددی می باشد . این رنج ها عبارتند از رنج ولتاژ AC ، رنج ولتاژ DC ، رنج جریان AC ، رنج جریان DC ، رنج مقدار اهمی مقاومت و رنج ظرفیت خازن که این رنج ها ممکن است دستی و یا اتوماتیک باشند . در رنج دستی به ازای هر کمیت ، چند محدوده ایجاد شده است که هر محدوده باید به صورت دستی و توسط سلکتور انتخاب شود . مثلاً در شکل (1) تمامی رنج ها به صورت دستی هستند . اما در رنج اتوماتیک برای هر کمیت فقط یک محدوده در نظر گرفته می شود و این محدوده تمامی مقادیر ممکن را شامل می شود . معمولاً برای اندازه گیری ظرفیت خازن علاوه بر رنج مربوط به ظرفیت خازن ، دو ترمینال جهت قرار گرفتن پایه های خازن درون آنها ، بر روی مولتی متر تعبیه می شود که این دو ترمینال در شکل (1) در سمت چپ سلکتور قابل مشاهده است . اکثر مولتی مترها همچنین توانایی تست دیود و ترانزیستور را دارند . برای تست دیود و ترانزیستور از یکی از ضرایب سلکتور که با علامت اختصاری دیود مشخص شده است استفاده می شود . یکی از ضرایب سلکتور با علامت موزیک مشخص می شود که اگر سلکتور روی این علامت باشد و دو سیم مولتی متر را به هم متصل کنید از مولتی متر صدای بوق به گوش می رسد که برای نشان دادن اتصال دو نقطه به یکدیگر از آن استفاده می شود و به آن تست بیزر می گویند . بر روی بعضی از مولتی مترها دکمه ای به نام Hold وجود دارد که این دکمه برای ضبط کردن مقادیر اندازه گیری شده به کار می رود . یعنی اگر هنگام اندازه گیری یک کمیت ، این دکمه را فشار دهید مقدار اندازه گیری شده روی صفحه نمایش ثابت می ماند و تا زمانی که دکمه Hold مجدداً فشار داده نشود مقادیر ضبط شده پاک نمی شود و دستگاه قادر به اندازه گیری کمیت دیگری نمی باشد . هنگامی که از رنج های غیر اتوماتیک استفاده می کنیم برای محافظت از مولتی متر باید ابتدا بیشترین ضریب رنج را انتخاب کنیم و اگر دقت اندازه گیری کافی نبود ضریب سلکتور را کاهش می دهیم . اگر مقدار کمیت مورد نظر بیشتر از ضریب سلکتور باشد صدای بوق از مولتی متر به علامت اضافه بار بلند خواهد شد و حروف OL که از عبارت Over Load به معنای اضافه بار گرفته شده است بر روی صفحه نمایش مولتی متر نمایش داده خواهد شد . در این حالت باید مولتی متر را سریع از مدار جدا کرده و پس از افزایش ضریب سلکتور در رنج مربوطه ، مجدداً مولتی متر را در مدار قرار داد . برای اتصال سیم های رابط به مولتی متر ، معمولاً بر روی مولتی متر چهار ترمینال تعبیه می شود . یکی از این ترمینال ها ، ترمینال مشترک نام دارد که آن را با com نشان می دهند که com از کلمه common به معنای مشترک گرفته شده است . در تمام اندازه گیری ها معمولاً سیم رابط مشکی رنگ مولتی متر را به این ترمینال وصل می کنند . یکی دیگر از ترمینال ها برای اندازه گیری جریان های کم و معمولاً از صفر تا چند صد میلی آمپر مورد استفاده قرار می گیرد که این ترمینال با حروف mA نمایش داده می شود و برای اندازه گیری جریان های کم ، سیم قرمز رنگ مولتی متر به این ترمینال متصل می شود . ترمینال دیگری نیز برای اندازه گیری جریان وجود دارد که برای اندازه گیری جریان های زیاد مورد استفاده قرار می گیرد و معمولاً با یک عدد و علامت A نمایش داده می شود . مثلاً در شکل (1) این ترمینال با 20A نمایش داده شده است که معنای آن این است که با استفاده از این ترمینال می توان جریان های از صفر تا 20 آمپر را اندازه گیری کرد . دقت داشته باشید زمانی که از این ترمینال استفاده می کنید نباید دستگاه را مدت زمان زیادی در مدار قرار دهید زیرا ممکن است آسیب ببیند . از ترمینال دیگر نیز برای اندازه گیری سایر کمیت ها مانند ولت ، اهم ، ظرفیت خازن ، فرکانس سیگنال های متناوب و ... استفاده می شود . ممکن است همانند شکل (1) در کنار بعضی از ترمینال ها علامت خطر به همراه ارقامی نوشته شده باشد که نشان دهنده این است که حداکثر جریان ها و ولتاژهای AC و DC قابل اندازه گیری توسط این دستگاه چقدر است . نوع دیگری مولتی متر دیجیتالی نیز وجود دارد که در آن علاوه بر امکانات بیان شده ، امبری نیز وجود دارد . توسط این امبر می توان بدون نیاز به سری کردن مولتی متر با المان مورد نظر در مدار ، جریان گذرنده از آن المان را اندازه گرفت . اگر سیم حامل جریان متصل به المان مورد نظر را بین امبرهای این مولتی متر قرار دهیم ، مولتی متر مقدار جریان گذرنده از سیم و در نتیجه مقدار جریان گذرنده از المان مورد نظر را نمایش می دهد . بنابراین توسط این مولتی متر به راحتی و خیلی سریع می توان مقدار جریان را اندازه گرفت . در شکل (3) تصویری از یک مولتی متر دیجیتالی امبری نمایش داده شده است شکل (3) مولتی متر آنالوگ : در ظاهر مولتی متر آنالوگ یا عقربه ای معمولاً از یک صفحه با تعدادی خطوط مدرج ، یک عقربه که می تواند روی خطوط مدرج حرکت کند ، یک سلکتور ، تعدادی ترمینال ، یک پتانسیومتر تنظیم صفر و دو سیم رابط تشکیل می شود . ( در اینجا کاری به ساختمان داخلی مولتی متر عقربه ای نداریم و هدف فقط آشنایی با این نوع مولتی متر و نحوه استفاده از آن است ) . نمونه ای از این نوع مولتی متر در شکل (4) نمایش داده شده است .    شکل (4) معمولاً بالاترین خط درجه بندی شده ، برای اندازه گیری مقدار اهمی مقاومت استفاده می شود . در این خط مقدار صفر در منتهی الیه سمت راست قرار دارد . دومین خط درجه بندی شده از بالا ، مربوط به اندازه گیری جریان ها و ولتاژهای AC و DC است که در این خط مقدار صفر در منتهی الیه سمت چپ قرار دارد . بین این دو خط یک نوار آینه ای قرار دارد که برای افزایش دقت قرائت استفاده شده است . به این صورت که برای افزایش دقت قرائت ، باید به گونه ای عمود بر مولتی متر به عقربه نگاه کرد که تصویر عقربه در نوار آینه ای دیده نشود . در مولتی متر آنالوگ نیز همانند مولتی متر دیجیتال سلکتوری وجود دارد که توسط این سلکتور می توان رنج های ولتاژ AC ، ولتاژ DC ، جریان AC ، جریان DC ، مقدار اهمی مقاومت و ظرفیت خازن را انتخاب کرد . البته بیشتر مولتی مترهای آنالوگ رنج مربوط به جریان AC را ندارند یعنی توانایی اندازه گیری جریان AC را ندارند . درمولتی متر آنالوگ ترمینال هایی جهت اتصال سیم های رابط به مولتی متر بر روی آن تعبیه شده است که با توجه به کمیت مورد اندازه گیری باید ترمینال مناسب را انتخاب نمود . نکته ای که در مورد مولتی مترهای آنالوگ باید مورد توجه قرار گیرد این است که هنگام اندازه گیری ولتاژ و جریان باید حتماً سیم رابط متصل به ترمینال مشترک را به پتانسیل کمتر و سیم رابط دیگر را به پتانسیل بیشتر متصل نمود زیرا در صورت برعکس متصل کردن آنها ، عقربه در خلاف جهت منحرف شده و با دیواره صفحه برخورد می کند . در ادامه نحوه اندازه گیری ولتاژها و جریان های AC و DC و نیز مقدار اهمی مقاومت را توسط مولتی متر آنالوگ بررسی می کنیم . نحوه اندازه گیری ولتاژها و جریان های AC و DC کاملاً مشابه یکدیگر می باشد . برای اندازه گیری این کمیت ها ابتدا باید ضریب ثابت سنجش را محاسبه نمود . ضریب ثابت سنجش عبارت است از حاصل تقسیم ضریب سلکتور بر آخرین عدد روی خط مدرج مربوطه که آن را با C نمایش می دهند . اما همانطور که در شکل (4) مشاهده می کنید در انتهای خط مدرج مربوط به ولتاژها و جریان های AC و DC یعنی خط زیر نوار آینه ای ، سه عدد مختلف درج شده است یعنی اعداد 10 و 50 و 250 . حال سؤالی مطرح می شود و آن این است که از کدام یک از این اعداد باید برای تعیین ضریب ثابت سنجش استفاده کرد ؟ در پاسخ باید گفت از هر یک از این اعداد می توان استفاده کرد اما در صورت استفاده از هر یک از آنها ، باید در قرائت میزان انحراف عقربه نیز از درجه بندی مرتبط با آن عدد استفاده کرد . مثلاً اگر عدد 10 را انتخاب کنیم به این معنی خواهد بود که خط زیر نوار آینه ای به 10 قسمت یا درجه مساوی تقسیم شده است که این 10 قسمت به وسیله خطوط پررنگ تر و بلندتر از سایر درجات مشخص می شوند و یا انتخاب عدد 50 به این معنی خواهد بود که خط زیر نوار آینه ای به 50 قسمت یا درجه مساوی تقسیم شده است که این 50 قسمت در شکل (4) به خوبی مشخص می باشند . و اگر عدد 250 را انتخاب کنیم خط زیر نوار آینه ای به 250 قسمت مساوی تقسیم می شود . اما در شکل (4) این تقسیم بندی مشاهده نمی شود . در این حالت هر قسمت کوچک را باید 5 قسمت در نظر گرفت . البته از اعدادی مثل 250 در شکل (4) ، خیلی کم و فقط در مواقعی که نیاز به دقت خیلی زیاد باشد استفاد می شود . پس از به دست آوردن ضریب ثابت سنجش ، باید آن را در میزان انحراف عقربه ضرب نمود تا مقدار کمیت مورد نظر بدست آید . به عنوان مثال اگر در شکل (4) ، ضریب سلکتور روی 50 ولت DC باشد و عقربه در وسط خط مدرج زیر نوار آینه ای قرار گرفته باشد مقدار ولتاژ DC اندازه گیری شده توسط مولتی متر چقدر است ؟ اگر آخرین عدد روی خط مدرج شده را 10 انتخاب کنیم ، مقدار ولتاژ DC اندازه گیری شده برابر است با : حال اگر آخرین عدد روی خط مدرج شده را 50 انتخاب کنیم ، مقدار ولتاژ اندازه گیری شده برابر است با : و اگر آخرین عدد روی خط مدرج شده را 250 انتخاب کنیم ، مقدار ولتاژ اندازه گیری شده برابر است با : همانطور که مشاهده کردید مقدار ولتاژ اندازه گیری شده در هر سه حالت یکی شد اما بهتر است زمانی که عقربه روی درجه های بزرگ قرار می گیرد از عدد 10 ، زمانی که عقربه روی درجه های کوچک قرار می گیرد از عدد 50 و زمانی که عقربه بین درجه های کوچک قرار می گیرد از عدد 250 استفاده کرد . اما برای اندازه گیری مقدار اهم مقاومت از خط مدرج شده بالای نوار آینه ای استفاده می شود . این خط به صورت نامنظم درجه بندی شده و صفر آن در سمت راست می باشد . برای اندازه گیری مقدار اهم مقاومت ابتدا رنج مربوط به مقاومت را انتخاب می کنیم . سپس توسط ولومی که در مولتی متر وجود دارد صفر دستگاه را تنظیم می کنیم . برای این منظور سیم های رابط مولتی متر را به هم وصل می کنیم . با وصل شدن سیم های رابط به هم ، عقربه به سمت صفر حرکت می کند . اگر عقربه دقیقاً روی صفر متوقف نشد با استفاده از ولوم تنظیم کننده صفر که آن را با 0Ω-ADJ مشخص می کنند عقربه را روی صفر تنظیم می کنیم . سپس سیم های رابط را به دو سر مقاومت وصل می کنیم که در اثر آن عقربه شروع به حرکت کرده و در نقطه ای از خط مدرج شده متوقف می شود . اگر عقربه در محدوده هایی متوقف شود که در آن محدوده ها درجه بندی فشرده باشد و مقدار انحراف عقربه به راحتی قابل قرائت نباشد باید ضریب سلکتور را تغییر داده و پس از تنظیم مجدد صفر دستگاه ، اندازه گیری را مجدداً انجام داد . این عمل باید آنقدر انجام شود تا عقربه در محدوده ای قرار گیرد که در آن محدوده بتوان میزان انحراف عقربه را با دقت خوبی قرائت کرد . مثلاً در شکل (4) برای اینکه قرائت انحراف عقربه از دقت خوبی برخوردار باشد باید عقربه بین اعداد 2 تا 50 قرار گیرد زیرا در خارج از این محدوده ، درجه بندی بسیار فشرده می شود و خطای چشم به شدت افزایش می یابد . پس از طی این مراحل ، باید میزان انحراف عقربه را در ضریب سلکتور ضرب کنیم تا مقدار مقاومت بدست آید . مولتی مترهای آنالوگ دارای نوع امبری نیز می باشند که در شکل (5) یک نمونه از آن نمایش داده شده است . شکل (5)

ویبره چگونه کارمی کند؟

‏ شما حتما گوشی تلفن همراه دارید و گوشی شما هم حتما یک موتور ویبره دارد که شما را هنگام زنگ زدن در محیط های شلوغ مطلع می کند. موتور ویبره یکی از قطعاتی است که فناوری ساختش از چندین دهه قبل تغییر نکرده است و جزو ساده ترین قطعات تلفن های همراه کنونی محسوب می شود. ‏ ‏موتور ویبره از یک موتور چرخشی الکتریکی ساده تشکیل شده است که به محور آن یک وزنه با نسبت چگالی بالا نصب شده است. این وزنه به طور معمول بین ۲۵٪ تا ۵۰٪ محور ۳۶۰ درجه موتور را پر می کند. ‏ ‏زمانی که موتور ویبره شروع به چرخش می کند، به سبب جابجایی نقطه ثقل ویبراتور با سرعت زیاد، حرکت لرزشی در کل دستگاه ایجاد می شود. ‏ ‏موتور های ویبره ای که در اسباب بازی های کودکان، پیجر ها، گوشی های تلفن همراه، کمربندهای لاغری و غیره یافت می شوند به طور معمول به همین شکل طراحی و ساخته شده اند و تنها از لحاظ اندازه با یک دیگر متفاوتند. موتور ویبره ای که در عکس مشاهده می کنید مربوط به آیفون ۴ می باشد. ‏

Transistors : Feedback

If some percentage of an amplifier’s output signal is connected to the input, so that the amplifier amplifies part of its own output signal, we have what is known as feedback. Feedback comes in two varieties: positive (also called regenerative), and negative (also called degenerative). Positive feedback reinforces the direction of an amplifier’s output voltage change, while negative feedback does just the opposite. A familiar example of feedback happens in public-address (“PA”) systems where someone holds the microphone too close to a speaker: a high-pitched “whine” or “howl” ensues, because the audio amplifier system is detecting and amplifying its own noise. Specifically, this is an example of positive or regenerative feedback, as any sound detected by the microphone is amplified and turned into a louder sound by the speaker, which is then detected by the microphone again, and so on . . . the result being a noise of steadily increasing volume until the system becomes “saturated” and cannot produce any more volume. One might wonder what possible benefit feedback is to an amplifier circuit, given such an annoying example as PA system “howl.” If we introduce positive, or regenerative, feedback into an amplifier circuit, it has the tendency of creating and sustaining oscillations, the frequency of which determined by the values of components handling the feedback signal from output to input. This is one way to make an oscillator circuit to produce AC from a DC power supply. Oscillators are very useful circuits, and so feedback has a definite, practical application for us. See “Phase shift oscillator” , Ch 9 for a practical application of positive feedback. Negative feedback, on the other hand, has a “dampening” effect on an amplifier: if the output signal happens to increase in magnitude, the feedback signal introduces a decreasing influence into the input of the amplifier, thus opposing the change in output signal. While positive feedback drives an amplifier circuit toward a point of instability (oscillations), negative feedback drives it the opposite direction: toward a point of stability. An amplifier circuit equipped with some amount of negative feedback is not only more stable, but it distorts the input waveform less and is generally capable of amplifying a wider range of frequencies. The tradeoff for these advantages (there just has to be a disadvantage to negative feedback, right?) is decreased gain. If a portion of an amplifier’s output signal is “fed back” to the input to oppose any changes in the output, it will require a greater input signal amplitude to drive the amplifier’s output to the same amplitude as before. This constitutes a decreased gain. However, the advantages of stability, lower distortion, and greater bandwidth are worth the tradeoff in reduced gain for many applications. Let’s examine a simple amplifier circuit and see how we might introduce negative feedback into it, starting with Figure below. Common-emitter amplifier without feedback. The amplifier configuration shown here is a common-emitter, with a resistor bias network formed by R1 and R2. The capacitor couples Vinput to the amplifier so that the signal source doesn’t have a DC voltage imposed on it by the R1/R2 divider network. Resistor R3 serves the purpose of controlling voltage gain. We could omit it for maximum voltage gain, but since base resistors like this are common in common-emitter amplifier circuits, we’ll keep it in this schematic. Like all common-emitter amplifiers, this one inverts the input signal as it is amplified. In other words, a positive-going input voltage causes the output voltage to decrease, or move toward negative, and vice versa. The oscilloscope waveforms are shown in Figure below. Common-emitter amplifier, no feedback, with reference waveforms for comparison. Because the output is an inverted, or mirror-image, reproduction of the input signal, any connection between the output (collector) wire and the input (base) wire of the transistor in Figure below will result in negative feedback. Negative feedback, collector feedback, decreases the output signal. The resistances of R1, R2, R3, and Rfeedback function together as a signal-mixing network so that the voltage seen at the base of the transistor (with respect to ground) is a weighted average of the input voltage and the feedback voltage, resulting in signal of reduced amplitude going into the transistor. So, the amplifier circuit in Figure above will have reduced voltage gain, but improved linearity (reduced distortion) and increased bandwidth. A resistor connecting collector to base is not the only way to introduce negative feedback into this amplifier circuit, though. Another method, although more difficult to understand at first, involves the placement of a resistor between the transistor’s emitter terminal and circuit ground in Figure below. Emitter feedback: A different method of introducing negative feedback into a circuit. This new feedback resistor drops voltage proportional to the emitter current through the transistor, and it does so in such a way as to oppose the input signal’s influence on the base-emitter junction of the transistor. Let’s take a closer look at the emitter-base junction and see what difference this new resistor makes in Figure below. With no feedback resistor connecting the emitter to ground in Figure below (a) , whatever level of input signal (Vinput) makes it through the coupling capacitor and R1/R2/R3 resistor network will be impressed directly across the base-emitter junction as the transistor’s input voltage (VB-E). In other words, with no feedback resistor, VB-E equals Vinput. Therefore, if Vinput increases by 100 mV, then VB-E increases by 100 mV: a change in one is the same as a change in the other, since the two voltages are equal to each other. Now let’s consider the effects of inserting a resistor (Rfeedback) between the transistor’s emitter lead and ground in Figure below (b). (a) No feedback vs (b) emitter feedback. A waveform at the collector is inverted with respect to the base. At (b) the emitter waveform is in-phase (emitter follower) with base, out of phase with collector. Therefore, the emitter signal subtracts from the collector output signal. Note how the voltage dropped across Rfeedback adds with VB-E to equal Vinput. With Rfeedback in the Vinput — VB-E loop, VB-E will no longer be equal to Vinput. We know that Rfeedback will drop a voltage proportional to emitter current, which is in turn controlled by the base current, which is in turn controlled by the voltage dropped across the base-emitter junction of the transistor (VB-E). Thus, if Vinput were to increase in a positive direction, it would increase VB-E, causing more base current, causing more collector (load) current, causing more emitter current, and causing more feedback voltage to be dropped across Rfeedback. This increase of voltage drop across the feedback resistor, though, subtracts from Vinput to reduce the VB-E, so that the actual voltage increase for VB-E will be less than the voltage increase of Vinput. No longer will a 100 mV increase in Vinput result in a full 100 mV increase for VB-E, because the two voltages are not equal to each other. Consequently, the input voltage has less control over the transistor than before, and the voltage gain for the amplifier is reduced: just what we expected from negative feedback. In practical common-emitter circuits, negative feedback isn’t just a luxury; its a necessity for stable operation. In a perfect world, we could build and operate a common-emitter transistor amplifier with no negative feedback, and have the full amplitude of Vinput impressed across the transistor’s base-emitter junction. This would give us a large voltage gain. Unfortunately, though, the relationship between base-emitter voltage and base-emitter current changes with temperature, as predicted by the “diode equation.” As the transistor heats up, there will be less of a forward voltage drop across the base-emitter junction for any given current. This causes a problem for us, as the R1/R2 voltage divider network is designed to provide the correct quiescent current through the base of the transistor so that it will operate in whatever class of operation we desire (in this example, I’ve shown the amplifier working in class-A mode). If the transistor’s voltage/current relationship changes with temperature, the amount of DC bias voltage necessary for the desired class of operation will change. A hot transistor will draw more bias current for the same amount of bias voltage, making it heat up even more, drawing even more bias current. The result, if unchecked, is called thermal runaway. Common-collector amplifiers, (Figure below) however, do not suffer from thermal runaway. Why is this? The answer has everything to do with negative feedback. Common collector (emitter follower) amplifier. Note that the common-collector amplifier (Figure above) has its load resistor placed in exactly the same spot as we had the Rfeedback resistor in the last circuit in Figure above (b): between emitter and ground. This means that the only voltage impressed across the transistor’s base-emitter junction is the difference between Vinput and Voutput, resulting in a very low voltage gain (usually close to 1 for a common-collector amplifier). Thermal runaway is impossible for this amplifier: if base current happens to increase due to transistor heating, emitter current will likewise increase, dropping more voltage across the load, which in turn subtracts from Vinput to reduce the amount of voltage dropped between base and emitter. In other words, the negative feedback afforded by placement of the load resistor makes the problem of thermal runaway self-correcting. In exchange for a greatly reduced voltage gain, we get superb stability and immunity from thermal runaway. By adding a “feedback” resistor between emitter and ground in a common-emitter amplifier, we make the amplifier behave a little less like an “ideal” common-emitter and a little more like a common-collector. The feedback resistor value is typically quite a bit less than the load, minimizing the amount of negative feedback and keeping the voltage gain fairly high. Another benefit of negative feedback, seen clearly in the common-collector circuit, is that it tends to make the voltage gain of the amplifier less dependent on the characteristics of the transistor. Note that in a common-collector amplifier, voltage gain is nearly equal to unity (1), regardless of the transistor’s ?. This means, among other things, that we could replace the transistor in a common-collector amplifier with one having a different ? and not see any significant changes in voltage gain. In a common-emitter circuit, the voltage gain is highly dependent on ?. If we were to replace the transistor in a common-emitter circuit with another of differing ?, the voltage gain for the amplifier would change significantly. In a common-emitter amplifier equipped with negative feedback, the voltage gain will still be dependent upon transistor ? to some degree, but not as much as before, making the circuit more predictable despite variations in transistor ?. The fact that we have to introduce negative feedback into a common-emitter amplifier to avoid thermal runaway is an unsatisfying solution. Iis it possibe to avoid thermal runaway without having to suppress the amplifier’s inherently high voltage gain? A best-of-both-worlds solution to this dilemma is available to us if we closely examine the problem: the voltage gain that we have to minimize in order to avoid thermal runaway is the DC voltage gain, not the AC voltage gain. After all, it isn’t the AC input signal that fuels thermal runaway: its the DC bias voltage required for a certain class of operation: that quiescent DC signal that we use to “trick” the transistor (fundamentally a DC device) into amplifying an AC signal. We can suppress DC voltage gain in a common-emitter amplifier circuit without suppressing AC voltage gain if we figure out a way to make the negative feedback only function with DC. That is, if we only feed back an inverted DC signal from output to input, but not an inverted AC signal. The Rfeedback emitter resistor provides negative feedback by dropping a voltage proportional to load current. In other words, negative feedback is accomplished by inserting an impedance into the emitter current path. If we want to feed back DC but not AC, we need an impedance that is high for DC but low for AC. What kind of circuit presents a high impedance to DC but a low impedance to AC? A high-pass filter, of course! By connecting a capacitor in parallel with the feedback resistor in Figure below, we create the very situation we need: a path from emitter to ground that is easier for AC than it is for DC. High AC voltage gain reestablished by adding Cbypass in parallel with Rfeedback The new capacitor “bypasses” AC from the transistor’s emitter to ground, so that no appreciable AC voltage will be dropped from emitter to ground to “feed back” to the input and suppress voltage gain. Direct current, on the other hand, cannot go through the bypass capacitor, and so must travel through the feedback resistor, dropping a DC voltage between emitter and ground which lowers the DC voltage gain and stabilizes the amplifier’s DC response, preventing thermal runaway. Because we want the reactance of this capacitor (XC) to be as low as possible, Cbypass should be sized relatively large. Because the polarity across this capacitor will never change, it is safe to use a polarized (electrolytic) capacitor for the task. Another approach to the problem of negative feedback reducing voltage gain is to use multi-stage amplifiers rather than single-transistor amplifiers. If the attenuated gain of a single transistor is insufficient for the task at hand, we can use more than one transistor to make up for the reduction caused by feedback. An example circuit showing negative feedback in a three-stage common-emitter amplifier is Figure below. Feedback around an “odd” number of direct coupled stages produce negative feedback. The feedback path from the final output to the input is through a single resistor, Rfeedback. Since each stage is a common-emitter amplifier (thus inverting), the odd number of stages from input to output will invert the output signal; the feedback will be negative (degenerative). Relatively large amounts of feedback may be used without sacrificing voltage gain, because the three amplifier stages provide much gain to begin with. At first, this design philosophy may seem inelegant and perhaps even counter-productive. Isn’t this a rather crude way to overcome the loss in gain incurred through the use of negative feedback, to simply recover gain by adding stage after stage? What is the point of creating a huge voltage gain using three transistor stages if we’re just going to attenuate all that gain anyway with negative feedback? The point, though perhaps not apparent at first, is increased predictability and stability from the circuit as a whole. If the three transistor stages are designed to provide an arbitrarily high voltage gain (in the tens of thousands, or greater) with no feedback, it will be found that the addition of negative feedback causes the overall voltage gain to become less dependent of the individual stage gains, and approximately equal to the simple ratio Rfeedback/Rin. The more voltage gain the circuit has (without feedback), the more closely the voltage gain will approximate Rfeedback/Rin once feedback is established. In other words, voltage gain in this circuit is fixed by the values of two resistors, and nothing more. This is an advantage for mass-production of electronic circuitry: if amplifiers of predictable gain may be constructed using transistors of widely varied ? values, it eases the selection and replacement of components. It also means the amplifier’s gain varies little with changes in temperature. This principle of stable gain control through a high-gain amplifier “tamed” by negative feedback is elevated almost to an art form in electronic circuits called operational amplifiers, or op-amps. You may read much more about these circuits in a later chapter of this book! REVIEW:Feedback is the coupling of an amplifier’s output to its input.Positive, or regenerative feedback has the tendency of making an amplifier circuit unstable, so that it produces oscillations (AC). The frequency of these oscillations is largely determined by the components in the feedback network.Negative, or degenerative feedback has the tendency of making an amplifier circuit more stable, so that its output changes less for a given input signal than without feedback. This reduces the gain of the amplifier, but has the advantage of decreasing distortion and increasing bandwidth (the range of frequencies the amplifier can handle).Negative feedback may be introduced into a common-emitter circuit by coupling collector to base, or by inserting a resistor between emitter and ground.An emitter-to-ground “feedback” resistor is usually found in common-emitter circuits as a preventative measure against thermal runaway.Negative feedback also has the advantage of making amplifier voltage gain more dependent on resistor values and less dependent on the transistor’s characteristics.Common-collector amplifiers have much negative feedback, due to the placement of the load resistor between emitter and ground. This feedback accounts for the extremely stable voltage gain of the amplifier, as well as its immunity against thermal runaway.Voltage gain for a common-emitter circuit may be re-established without sacrificing immunity to thermal runaway, by connecting a bypass capacitor in parallel with the emitter “feedback resistor.”If the voltage gain of an amplifier is arbitrarily high (tens of thousands, or greater), and negative feedback is used to reduce the gain to reasonable levels, it will be found that the gain will approximately equal Rfeedback/Rin. Changes in transistor ? or other internal component values will have little effect on voltage gain with feedback in operation, resulting in an amplifier that is stable and easy to design. Lessons In Electric Circuits copyright (C) 2000-2010 Tony R. Kuphaldt

Transistor ratings and packages

Like all electrical and electronic components, transistors are limited in the amounts of voltage and current each one can handle without sustaining damage. Since transistors are more complex than some of the other components you’re used to seeing at this point, these tend to have more kinds of ratings. What follows is an itemized description of some typical transistor ratings. Power dissipation: When a transistor conducts current between collector and emitter, it also drops voltage between those two points. At any given time, the power dissipated by a transistor is equal to the product (multiplication) of collector current and collector-emitter voltage. Just like resistors, transistors are rated for how many watts each can safely dissipate without sustaining damage. High temperature is the mortal enemy of all semiconductor devices, and bipolar transistors tend to be more susceptible to thermal damage than most. Power ratings are always referenced to the temperature of ambient (surrounding) air. When transistors are to be used in hotter environments (>25o, their power ratings must be derated to avoid a shortened service life. Reverse voltages: As with diodes, bipolar transistors are rated for maximum allowable reverse-bias voltage across their PN junctions. This includes voltage ratings for the emitter-base junction VEB , collector-base junction VCB , and also from collector to emitter VCE . VEB , the maximum reverse voltage from emitter to base is approximately 7 V for some small signal transistors. Some circuit designers use discrete BJTs as 7 V zener diodes with a series current limiting resistor. Transistor inputs to analog integrated circuits also have a VEB rating, which if exceeded will cause damage, no zenering of the inputs is allowed. The rating for maximum collector-emitter voltage VCE can be thought of as the maximum voltage it can withstand while in full-cutoff mode (no base current). This rating is of particular importance when using a bipolar transistor as a switch. A typical value for a small signal transistor is 60 to 80 V. In power transistors, this could range to 1000 V, for example, a horizontal deflection transistor in a cathode ray tube display. Collector current: A maximum value for collector current IC will be given by the manufacturer in amps. Typical values for small signal transistors are 10s to 100s of mA, 10s of A for power transistors. Understand that this maximum figure assumes a saturated state (minimum collector-emitter voltage drop). If the transistor is not saturated, and in fact is dropping substantial voltage between collector and emitter, the maximum power dissipation rating will probably be exceeded before the maximum collector current rating. Just something to keep in mind when designing a transistor circuit! Saturation voltages: Ideally, a saturated transistor acts as a closed switch contact between collector and emitter, dropping zero voltage at full collector current. In reality this is never true. Manufacturers will specify the maximum voltage drop of a transistor at saturation, both between the collector and emitter, and also between base and emitter (forward voltage drop of that PN junction). Collector-emitter voltage drop at saturation is generally expected to be 0.3 volts or less, but this figure is of course dependent on the specific type of transistor. Low voltage transistors, low VCE , show lower saturation voltages. The saturation voltage is also lower for higher base drive current. Base-emitter forward voltage drop, kVBE , is similar to that of an equivalent diode, ?0.7 V, which should come as no surprise. Beta: The ratio of collector current to base current, ? is the fundamental parameter characterizing the amplifying ability of a bipolar transistor. ? is usually assumed to be a constant figure in circuit calculations, but unfortunately this is far from true in practice. As such, manufacturers provide a set of ? (or “hfe”) figures for a given transistor over a wide range of operating conditions, usually in the form of maximum/minimum/typical ratings. It may surprise you to see just how widely ? can be expected to vary within normal operating limits. One popular small-signal transistor, the 2N3903, is advertised as having a ? ranging from 15 to 150 depending on the amount of collector current. Generally, ? is highest for medium collector currents, decreasing for very low and very high collector currents. hfe is small signal AC gain; hFE is large AC signal gain or DC gain. Alpha: the ratio of collector current to emitter current, ?=IC/IE .   ? may be derived from ?, being ?=?/(?+1) . Bipolar transistors come in a wide variety of physical packages. Package type is primarily dependent upon the required power dissipation of the transistor, much like resistors: the greater the maximum power dissipation, the larger the device has to be to stay cool. Figure below shows several standardized package types for three-terminal semiconductor devices, any of which may be used to house a bipolar transistor. There are many other semiconductor devices other than bipolar transistors which have three connection points. Note that the pin-outs of plastic transistors can vary within a single package type, e.g. TO-92 in Figure below. It is impossible to positively identify a three-terminal semiconductor device without referencing the part number printed on it, or subjecting it to a set of electrical tests. Transistor packages, dimensions in mm Transistor packages, dimensions in mm. Small plastic transistor packages like the TO-92 can dissipate a few hundred milliwatts. The metal cans, TO-18 and TO-39 can dissipate more power, several hundred milliwatts. Plastic power transistor packages like the TO-220 and TO-247 dissipate well over 100 watts, approaching the dissipation of the all metal TO-3. The dissipation ratings listed in Figure above are the maximum ever encountered by the author for high powered devices. Most power transistors are rated at half or less than the listed wattage. Consult specific device datasheets for actual ratings. The the semiconductor die in the TO-220 and TO-247 plastic packages is mounted to a heat conductive metal slug which transfers heat from the back of the package to a metal heatsink, not shown. A thin coating of thermally conductive grease is applied to the metal before mounting the transistor to the heatsink. Since the TO-220 and TO-247 slugs, and the TO-3 case are connected to the collector, it is sometimes necessary to electrically isolate the these from a grounded heatsink by an interposed mica or polymer washer. The datasheet ratings for the power packages are only valid when mounted to a heatsink. Without a heatsink, a TO-220 dissipates approximately 1 watt safely in free air. Datasheet maximum power disipation ratings are difficult to acheive in practice. The maximum power dissipation is based on a heatsink maintaining the transistor case at no more than 25oC. This is difficult with an air cooled heatsink. The allowable power dissipation decreases with increasing temperature. This is known as derating. Many power device datasheets include a dissipation versus case termperaure graph. REVIEW:Power dissipation: maximum allowable power dissipation on a sustained basis.Reverse voltages: maximum allowable VCE , VCB , VEB .Collector current: the maximum allowable collector current.Saturation voltage is the VCE voltage drop in a saturated (fully conducting) transistor.Beta: ?=IC/IBAlpha: ?=IC/IE ?= ?/(?+1)TransistorPackages are a major factor in power dissipation. Larger packages dissipate more power. Lessons In Electric Circuits copyright (C) 2000-2010 Tony R. Kuphaldt

Current mirrors Transistors

An often-used circuit applying the bipolar junction transistor is the so-called current mirror, which serves as a simple current regulator, supplying nearly constant current to a load over a wide range of load resistances. We know that in a transistor operating in its active mode, collector current is equal to base current multiplied by the ratio ?. We also know that the ratio between collector current and emitter current is called ?. Because collector current is equal to base current multiplied by ?, and emitter current is the sum of the base and collector currents, ? should be mathematically derivable from ?. If you do the algebra, you’ll find that ? = ?/(?+1) for any transistor. We’ve seen already how maintaining a constant base current through an active transistor results in the regulation of collector current, according to the ? ratio. Well, the ? ratio works similarly: if emitter current is held constant, collector current will remain at a stable, regulated value so long as the transistor has enough collector-to-emitter voltage drop to maintain it in its active mode. Therefore, if we have a way of holding emitter current constant through a transistor, the transistor will work to regulate collector current at a constant value. Remember that the base-emitter junction of a BJT is nothing more than a PN junction, just like a diode, and that the “diode equation” specifies how much current will go through a PN junction given forward voltage drop and junction temperature: If both junction voltage and temperature are held constant, then the PN junction current will be constant. Following this rationale, if we were to hold the base-emitter voltage of a transistor constant, then its emitter current will be constant, given a constant temperature. (Figure below) Constant VBE gives constant IB, constant IE, and constant IC. This constant emitter current, multiplied by a constant ? ratio, gives a constant collector current through Rload, if enough battery voltage is available to keep the transistor in its active mode for any change in Rload‘s resistance. To maintain a constant voltage across the transistor’s base-emitter junction use a forward-biased diode to establish a constant voltage of approximately 0.7 volts, and connect it in parallel with the base-emitter junction as in Figure below. Diode junction 0.7 V maintains constant base voltage, and constant base current. The voltage dropped across the diode probably won’t be 0.7 volts exactly. The exact amount of forward voltage dropped across it depends on the current through the diode, and the diode’s temperature, all in accordance with the diode equation. If diode current is increased (say, by reducing the resistance of Rbias), its voltage drop will increase slightly, increasing the voltage drop across the transistor’s base-emitter junction, which will increase the emitter current by the same proportion, assuming the diode’s PN junction and the transistor’s base-emitter junction are well-matched to each other. In other words, transistor emitter current will closely equal diode current at any given time. If you change the diode current by changing the resistance value of Rbias, then the transistor’s emitter current will follow suit, because the emitter current is described by the same equation as the diode’s, and both PN junctions experience the same voltage drop. Remember, the transistor’s collector current is almost equal to its emitter current, as the ? ratio of a typical transistor is almost unity (1). If we have control over the transistor’s emitter current by setting diode current with a simple resistor adjustment, then we likewise have control over the transistor’s collector current. In other words, collector current mimics, or mirrors, diode current. Current through resistor Rload is therefore a function of current set by the bias resistor, the two being nearly equal. This is the function of the current mirror circuit: to regulate current through the load resistor by conveniently adjusting the value of Rbias. Current through the diode is described by a simple equation: power supply voltage minus diode voltage (almost a constant value), divided by the resistance of Rbias. To better match the characteristics of the two PN junctions (the diode junction and the transistor base-emitter junction), a transistor may be used in place of a regular diode, as in Figure below (a). Current mirror circuits. Because temperature is a factor in the “diode equation,” and we want the two PN junctions to behave identically under all operating conditions, we should maintain the two transistors at exactly the same temperature. This is easily done using discrete components by gluing the two transistor cases back-to-back. If the transistors are manufactured together on a single chip of silicon (as a so-called integrated circuit, or IC), the designers should locate the two transistors close to one another to facilitate heat transfer between them. The current mirror circuit shown with two NPN transistors in Figure above (a) is sometimes called a current-sinking type, because the regulating transistor conducts current to the load from ground (“sinking” current), rather than from the positive side of the battery (“sourcing” current). If we wish to have a grounded load, and a current sourcing mirror circuit, we may use PNP transistors like Figure above (b). While resistors can be manufactured in ICs, it is easier to fabricate transistors. IC designers avoid some resistors by replacing load resistors with current sources. A circuit like an operational amplifier built from discrete components will have a few transistors and many resistors. An integrated circuit version will have many transistors and a few resistors. In Figure below One voltage reference, Q1, drives multiple current sources: Q2, Q3, and Q4. If Q2 and Q3 are equal area transistors the load currents Iload will be equal. If we need a 2·Iload, parallel Q2 and Q3. Better yet fabricate one transistor, say Q3 with twice the area of Q2. Current I3 will then be twice I2. In other words, load current scales with transistor area. Multiple current mirrors may be slaved from a single (Q1 – Rbias) voltage source. Note that it is customary to draw the base voltage line right through the transistor symbols for multiple current mirrors! Or in the case of Q4 in Figure above, two current sources are associated with a single transistor symbol. The load resistors are drawn almost invisible to emphasize the fact that these do not exist in most cases. The load is often another (multiple) transistor circuit, say a pair of emitters of a differential amplifier, for example Q3 and Q4 in “A simple operational amplifier”, Ch 8 . Often, the collector load of a transistor is not a resistor but a current mirror. For example the collector load of Q4 collector , Ch 8 is a current mirror (Q2). For an example of a current mirror with multiple collector outputs see Q13 in the model 741 op-amp , Ch 8 . The Q13 current mirror outputs substitute for resistors as collector loads for Q15 and Q17. We see from these examples that current mirrors are preferred as loads over resistors in integrated circuitry. REVIEW:A current mirror is a transistor circuit that regulates current through a load resistance, the regulation point being set by a simple resistor adjustment.Transistors in a current mirror circuit must be maintained at the same temperature for precise operation. When using discrete transistors, you may glue their cases together to do this.Current mirror circuits may be found in two basic varieties: the current sinking configuration, where the regulating transistor connects the load to ground; and the current sourcing configuration, where the regulating transistor connects the load to the positive terminal of the DC power supply. Lessons In Electric Circuits copyright (C) 2000-2010 Tony R. Kuphaldt

transistors : Biasing calculations

Although transistor switching circuits operate without bias, it is unusual for analog circuits to operate without bias. One of the few examples is “TR One, one transistor radio” TR One, Ch 9 with an amplified AM (amplitude modulation) detector. Note the lack of a bias resistor at the base in that circuit. In this section we look at a few basic bias circuits which can set a selected emitter current IE. Given a desired emitter current IE, what values of bias resistors are required, RB, RE, etc? The simplest biasing applies a base-bias resistor between the base and a base battery VBB. It is convenient to use the existing VCC supply instead of a new bias supply. An example of an audio amplifier stage using base-biasing is “Crystal radio with one transistor . . . ” crystal radio, Ch 9 . Note the resistor from the base to the battery terminal. A similar circuit is shown in Figure below. Write a KVL (Krichhoff’s voltage law) equation about the loop containing the battery, RB, and the VBE diode drop on the transistor in Figure below. Note that we use VBB for the base supply, even though it is actually VCC. If ? is large we can make the approximation that IC =IE. For silicon transistors VBE?0.7V. Base-bias Silicon small signal transistors typically have a ? in the range of 100-300. Assuming that we have a ?=100 transistor, what value of base-bias resistor is required to yield an emitter current of 1mA? Solving the IE base-bias equation for RB and substituting ?, VBB, VBE, and IE yields 930k?. The closest standard value is 910k?. What is the the emitter current with a 910k? resistor? What is the emitter current if we randomly get a ?=300 transistor? The emitter current is little changed in using the standard value 910k? resistor. However, with a change in ? from 100 to 300, the emitter current has tripled. This is not acceptable in a power amplifier if we expect the collector voltage to swing from near VCC to near ground. However, for low level signals from micro-volts to a about a volt, the bias point can be centered for a ? of square root of (100·300)=173. The bias point will still drift by a considerable amount . However, low level signals will not be clipped. Base-bias by its self is not suitable for high emitter currents, as used in power amplifiers. The base-biased emitter current is not temperature stable. Thermal run away is the result of high emitter current causing a temperature increase which causes an increase in emitter current, which further increases temperature. Variations in bias due to temperature and beta may be reduced by moving the VBB end of the base-bias resistor to the collector as in Figure below. If the emitter current were to increase, the voltage drop across RC increases, decreasing VC, decreasing IB fed back to the base. This, in turn, decreases the emitter current, correcting the original increase. Write a KVL equation about the loop containing the battery, RC , RB , and the VBE drop. Substitute IC?IE and IB?IE/?. Solving for IE yields the IE CFB-bias equation. Solving for IB yields the IB CFB-bias equation. Collector-feedback bias. Find the required collector feedback bias resistor for an emitter current of 1 mA, a 4.7K collector load resistor, and a transistor with ?=100 . Find the collector voltage VC. It should be approximately midway between VCC and ground. The closest standard value to the 460k collector feedback bias resistor is 470k. Find the emitter current IE with the 470 K resistor. Recalculate the emitter current for a transistor with ?=100 and ?=300. We see that as beta changes from 100 to 300, the emitter current increases from 0.989mA to 1.48mA. This is an improvement over the previous base-bias circuit which had an increase from 1.02mA to 3.07mA. Collector feedback bias is twice as stable as base-bias with respect to beta variation. Inserting a resistor RE in the emitter circuit as in Figure below causes degeneration, also known as negative feedback. This opposes a change in emitter current IE due to temperature changes, resistor tolerances, beta variation, or power supply tolerance. Typical tolerances are as follows: resistor— 5%, beta— 100-300, power supply— 5%. Why might the emitter resistor stabilize a change in current? The polarity of the voltage drop across RE is due to the collector battery VCC. The end of the resistor closest to the (-) battery terminal is (-), the end closest to the (+) terminal it (+). Note that the (-) end of RE is connected via VBB battery and RB to the base. Any increase in current flow through RE will increase the magnitude of negative voltage applied to the base circuit, decreasing the base current, decreasing the emitter current. This decreasing emitter current partially compensates the original increase. Emitter-bias Note that base-bias battery VBB is used instead of VCC to bias the base in Figure above. Later we will show that the emitter-bias is more effective with a lower base bias battery. Meanwhile, we write the KVL equation for the loop through the base-emitter circuit, paying attention to the polarities on the components. We substitute IB?IE/? and solve for emitter current IE. This equation can be solved for RB , equation: RB emitter-bias, Figure above. Before applying the equations: RB emitter-bias and IE emitter-bias, Figure above, we need to choose values for RC and RE . RC is related to the collector supply VCC and the desired collector current IC which we assume is approximately the emitter current IE. Normally the bias point for VC is set to half of VCC. Though, it could be set higher to compensate for the voltage drop across the emitter resistor RE. The collector current is whatever we require or choose. It could range from micro-Amps to Amps depending on the application and transistor rating. We choose IC = 1mA, typical of a small-signal transistor circuit. We calculate a value for RC and choose a close standard value. An emitter resistor which is 10-50% of the collector load resistor usually works well. Our first example sets the base-bias supply to high at VBB = VCC = 10V to show why a lower voltage is desirable. Determine the required value of base-bias resistor RB. Choose a standard value resistor. Calculate the emitter current for ?=100 and ?=300. Compare the stabilization of the current to prior bias circuits. An 883k resistor was calculated for RB, an 870k chosen. At ?=100, IE is 1.01mA. For ?=300 the emitter currents are shown in Table below. Bias circuitIC ?=100IC ?=300base-bias1.02mA3.07mAcollector feedback bias0.989mA1.48mAemitter-bias, VBB=10V1.01mA2.76mA Table above shows that for VBB = 10V, emitter-bias does not do a very good job of stabilizing the emitter current. The emitter-bias example is better than the previous base-bias example, but, not by much. The key to effective emitter bias is lowering the base supply VBB nearer to the amount of emitter bias. How much emitter bias do we Have? Rounding, that is emitter current times emitter resistor: IERE = (1mA)(470) = 0.47V. In addition, we need to overcome the VBE = 0.7V. Thus, we need a VBB >(0.47 + 0.7)V or >1.17V. If emitter current deviates, this number will change compared with the fixed base supply VBB,causing a correction to base current IB and emitter current IE. A good value for VB >1.17V is 2V. The calculated base resistor of 83k is much lower than the previous 883k. We choose 82k from the list of standard values. The emitter currents with the 82k RB for ?=100 and ?=300 are: Comparing the emitter currents for emitter-bias with VBB = 2V at ?=100 and ?=300 to the previous bias circuit examples in Table below, we see considerable improvement at 1.75mA, though, not as good as the 1.48mA of collector feedback. Bias circuitIC ?=100IC ?=300base-bias1.02mA3.07mAcollector feedback bias0.989mA1.48mAemitter-bias, VBB=10V1.01mA2.76mAemitter-bias, VBB=2V1.01mA1.75mA How can we improve the performance of emitter-bias? Either increase the emitter resistor RB or decrease the base-bias supply VBB or both. As an example, we double the emitter resistor to the nearest standard value of 910?. The calculated RB = 39k is a standard value resistor. No need to recalculate IE for ? = 100. For ? = 300, it is: The performance of the emitter-bias circuit with a 910 emitter resistor is much improved. See Table below. Bias circuitIC ?=100IC ?=300base-bias1.02mA3.07mAcollector feedback bias0.989mA1.48mAemitter-bias, VBB=10V1.01mA2.76mAemitter-bias, VBB=2V, RB=4701.01mA1.75mAemitter-bias, VBB=2V, RB=9101.00mA1.25mA As an exercise, rework the emitter-bias example with the base resistor reverted back to 470?, and the base-bias supply reduced to 1.5V. The 33k base resistor is a standard value, emitter current at ? = 100 is OK. The emitter current at ? = 300 is: Table below below compares the exercise results 1mA and 1.38mA to the previous examples. Bias circuitIC ?=100IC ?=300base-bias1.02mA3.07mAcollector feedback bias0.989mA1.48mAemitter-bias, VBB=10V1.01mA2.76mAemitter-bias, VBB=2V, RB=4701.01mA1.75mAemitter-bias, VBB=2V, RB=9101.00mA1.25mAemitter-bias, VBB=1.5V, RB=4701.00mA1.38mA The emitter-bias equations have been repeated in Figure below with the internal emitter resistance included for better accuracy. The internal emitter resistance is the resistance in the emitter circuit contained within the transistor package. This internal resistance REE is significant when the (external) emitter resistor RE is small, or even zero. The value of internal resistance RE is a function of emitter current IE, Table below.   REE = KT/IEm   where:   K=1.38×10-23 watt-sec/oC, Boltzman's constant   T= temperature in Kelvins ?300.   IE = emitter current   m = varies from 1 to 2 for Silicon   REE ? 0.026V/IE = 26mV/IE For reference the 26mV approximation is listed as equation REE in Figure below. Emitter-bias equations with internal emitter resistance REE included.. The more accurate emitter-bias equations in Figure above may be derived by writing a KVL equation. Alternatively, start with equations IE emitter-bias and RB emitter-bias in Figure previous, substituting RE with REE+RE. The result is equations IE EB and RB EB, respectively in Figure above. Redo the RB calculation in the previous example emitter-bias with the inclusion of REE and compare the results. The inclusion of REE in the calculation results in a lower value of the base resistor RB a shown in Table below. It falls below the standard value 82k resistor instead of above it. REE?REE ValueWithout REE83kWith REE80.4k Bypass Capacitor for RE One problem with emitter bias is that a considerable part of the output signal is dropped across the emitter resistor RE (Figure below). This voltage drop across the emitter resistor is in series with the base and of opposite polarity compared with the input signal. (This is similar to a common collector configuration having

Transistor : Biasing techniques

In the common-emitter section of this chapter, we saw a SPICE analysis where the output waveform resembled a half-wave rectified shape: only half of the input waveform was reproduced, with the other half being completely cut off. Since our purpose at that time was to reproduce the entire waveshape, this constituted a problem. The solution to this problem was to add a small bias voltage to the amplifier input so that the transistor stayed in active mode throughout the entire wave cycle. This addition was called a bias voltage. A half-wave output is not problematic for some applications. In fact, some applications may necessitate this very kind of amplification. Because it is possible to operate an amplifier in modes other than full-wave reproduction and specific applications require different ranges of reproduction, it is useful to describe the degree to which an amplifier reproduces the input waveform by designating it according to class. Amplifier class operation is categorized with alphabetical letters: A, B, C, and AB. For Class A operation, the entire input waveform is faithfully reproduced. Although I didn’t introduce this concept back in the common-emitter section, this is what we were hoping to attain in our simulations. Class A operation can only be obtained when the transistor spends its entire time in the active mode, never reaching either cutoff or saturation. To achieve this, sufficient DC bias voltage is usually set at the level necessary to drive the transistor exactly halfway between cutoff and saturation. This way, the AC input signal will be perfectly “centered” between the amplifier’s high and low signal limit levels. Class A: The amplifier output is a faithful reproduction of the input. Class B operation is what we had the first time an AC signal was applied to the common-emitter amplifier with no DC bias voltage. The transistor spent half its time in active mode and the other half in cutoff with the input voltage too low (or even of the wrong polarity!) to forward-bias its base-emitter junction. Class B: Bias is such that half (180o) of the waveform is reproduced. By itself, an amplifier operating in class B mode is not very useful. In most circumstances, the severe distortion introduced into the waveshape by eliminating half of it would be unacceptable. However, class B operation is a useful mode of biasing if two amplifiers are operated as a push-pull pair, each amplifier handling only half of the waveform at a time: class B push pull amplifier: Each transistor reproduces half of the waveform. Combining the halves produces a faithful reproduction of the whole wave. Transistor Q1 “pushes” (drives the output voltage in a positive direction with respect to ground), while transistor Q2 “pulls” the output voltage (in a negative direction, toward 0 volts with respect to ground). Individually, each of these transistors is operating in class B mode, active only for one-half of the input waveform cycle. Together, however, both function as a team to produce an output waveform identical in shape to the input waveform. A decided advantage of the class B (push-pull) amplifier design over the class A design is greater output power capability. With a class A design, the transistor dissipates considerable energy in the form of heat because it never stops conducting current. At all points in the wave cycle it is in the active (conducting) mode, conducting substantial current and dropping substantial voltage. There is substantial power dissipated by the transistor throughout the cycle. In a class B design, each transistor spends half the time in cutoff mode, where it dissipates zero power (zero current = zero power dissipation). This gives each transistor a time to “rest” and cool while the other transistor carries the burden of the load. Class A amplifiers are simpler in design, but tend to be limited to low-power signal applications for the simple reason of transistor heat dissipation. Another class of amplifier operation known as class AB, is somewhere between class A and class B: the transistor spends more than 50% but less than 100% of the time conducting current. If the input signal bias for an amplifier is slightly negative (opposite of the bias polarity for class A operation), the output waveform will be further “clipped” than it was with class B biasing, resulting in an operation where the transistor spends most of the time in cutoff mode: Class C: Conduction is for less than a half cycle (